DOI: 10.11817/j.issn.1672-7207.2017.09.018

新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路研究

于生宝，姜健，孙长玉，陈旭

(吉林大学 仪器科学与电气工程学院，吉林 长春，130000)

摘要：提出一种新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路，利用Buck电路与H桥电路相结合的方式，将H桥路作为Buck电路的负载，H桥路来控制发射电流的方向，Buck ZCS-PWM(降压式零电流开关脉宽调制)电路控制发射线圈两端电压，提升开关器件工作频率，降低开关损耗，解决传统瞬变电磁法发射电路脉冲电流上升沿与平顶段噪声强、纹波大问题，采用馈能恒压钳位电路提高钳位电压、减小脉冲电流下降沿时间，在H桥路中加入阻断二极管来消除下降沿电流过冲。讨论Buck ZCS-PWM控制技术对脉冲电流上升沿与平顶段波形质量的影响，钳位电压与下降沿时间的关系，给出具体设计方案及电路参数，采用仿真和实验的方法将其与传统发射电路所得电流波形进行对比分析。研究结果表明：新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路输出电流波形具有上升沿与平顶段噪声与纹波小，开关损耗小，下降沿时间短，线性度高，电流无过冲等优点。

关键词：航空瞬变电磁法；脉冲电流；降压式零电流开关脉宽调制

中图分类号：P631        文献标志码：A         文章编号：1672-7207(2017)09-2388-08

Research on novel pulse current emission circuit for airborne transient electromagnetic method

YU Shengbao, JIANG Jian, SUN Changyun, CHEN Xu

(College of Instrument Science and Electrical Engineering, Jilin University, Changchun 130000, China)

Abstract: A novel pulse current emission circuit for airborne transient electromagnetic method was proposed. Buck circuit and H bridge circuit were combined together. The H bridge circuit was used as the load of Buck circuit; the H bridge circuit was used to control the direction of the emission current; Buck ZCS-PWM circuit was used to control the voltage of emission coil at both ends and promote the work frequency of the emission circuit. The problem that the noise, ripple and switching loss of the pulse current rising edge and flat top of the traditional transient electromagnetic method was solved. Energy-feedback and constant voltage clamp circuit was adopted to improve clamping voltage and control the falling edge of the pulse current. The blocking diode in H bridge circuit was used to eliminate the overshoot current. The effect of Buck ZCS-PWM controlling technology on the quality of waveform and the relationship between clamp voltage and turn-off time of falling edge were discussed. The specific design scheme and circuit parameter were given. The method of simulation and experiment was used to contrast and analyze with the current waveforms of the traditional emission circuit. The results show that there are many advantages about the current waveform of the novel airborne transient electromagnetic method. The noise, ripple and switching loss of the pulse current rising edge and flat top is small, and the time of falling edge is short. Linearity is high, and there is no overshoot current.

Key words: airborne transient electromagnetic method; pulse current; buck ZCS-PWM

时间域航空瞬变电磁法是一种地球物理探测方法，其主要功能是利用直升机搭载航空瞬变电磁勘查系统，系统包括发射机与接收机，其中发射机将双极性脉冲电流注入发射线圈，在空间中激发一次电磁场，如遇到地下电磁敏感矿体，将在其内部激发产生感应电流，感应电流产生二次电磁场，接收装置采集到二次场变化所产生的感应电压，分析电压曲线衰减情况，即可获得地下矿体的位置、构造、形态等信息。电磁发射技术是时间域航空瞬变电磁法核心技术之一，发射电流波形为双极性梯形波，直升机电源提供有限功率的电能，发射电路需要保证发射电流大且波形质量高，脉冲电流波形质量影响到测量的准确性和浅层探测，技术要求发射电流噪声小、波形稳定、正负向一致、下降沿线性度高，关断时间短、无电流过冲^[1-5]。梯形波脉冲上升沿与平顶段电流稳定且噪声小会提高接收数据的准确度；电流脉冲下降沿时间越短，谐波分量越丰富，有利于探测浅部信息；反向过冲电流大会干扰二次场早期形成的信号，形成探测盲区，影响浅部探测^[6-10]。目前国内外普遍采用PWM硬开关控制技术实现脉冲电流上升沿及平顶段电流可控，如加拿大的VTEM系列等航空电磁探测系统，这种控制技术增大了开关器件的开关损耗、电磁干扰与纹波，增大了接收信号噪声，使信噪比降低；在电流下降沿阶段电流通过H桥路开关器件的反向并联二极管续流放电，发射机电源电压作为下降沿钳位电压，钳位电压较低使得下降沿时间长；电流在发射线圈与电路电容之间产生谐振，使得下降沿产生过冲电流且拖尾时间长；去过冲电路采用RLC电路，去过冲效果差并且消耗回馈的能量。文献[11 -14]利用了电流分段控制的方法，但是由于电容容量的限制使得发射电流过小。文献[11]利用非线性电容的方法对高功率窄脉冲电流进行整形，但是无法产生稳定的有规律的梯形电流脉冲，因此，又提出了高动态脉冲电流源，但这种电源技术会影响上升沿、下降沿不便于波形的控制与调节。文献[15]利用谐振原理，减小了下降沿延迟时间，但电路参数最优解与多个电路参数有关，导致难以确定最优解。针对航空瞬变电磁法发射电路研究中的关键问题，本文作者提出一种新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路，并通过仿真和实验验证该电路具有很高的可行性。

1  新型发射电路方案的提出

目前国内外主要采用的航空瞬变电磁法发射电路是供电电源与H桥路直接连接，利用H桥路对电流流向进行控制，利用H桥路上桥臂采用PWM硬开关技术进行电压控制，这种方法的缺点是开关器件开关损耗大，电流纹波大、噪声强，干扰接收信号。针对这一问题，本电路对其进行了优化，只利用H桥路来控制电流方向，实现发射电流双极性，在H桥路的前端采用Buck ZCS-PWM(降压式零电流开关脉宽调制)电路为发射电流上升沿与平顶段提供电压，使用软开关技术可以提高开关频率，减小开关损耗、噪声与纹波，降低功耗。

文献[14]讨论了脉冲电流下降沿时间与钳位电压的关系，由电感电压与电流关系式di_L/dt=u_L/L可知，在开关关断时，电感一定的情况下，要想使脉冲电流下降沿具有较高斜率，必然要使u_L尽可能大，但是发射机的电源电压比较低，造成下降沿关断时间长，如果提高钳位电压，下降沿时间就会缩短。根据这一想法，本电路中加入馈能恒压钳位电路，提高下降沿钳位电压缩短下降沿时间。在负载线圈与H桥路上下桥臂之间接入阻断二极管，消除电流在电容与负载电感之间谐振，减小下降沿电流过冲，但由于加入阻断二极管使发射机功耗提升。

直升机提供的功率有限，通过这个设计可以使前后功率相互补偿，保证发射机的功耗不变，但是提高了发射波形的质量和系统的测量精度。接下来对设计思路进行理论分析与实验，验证设计的可行性，新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路框图如图1所示。

图1  新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路框图

Fig. 1  Circuit diagram of novel airborne transient electromagnetic method pulse current emission circuit

2  新型发射电路的方案设计

2.1  发射电路工作过程

2.1.1  发射主电路工作过程

新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路如图2所示。U₁为发射机的电源，电容C₁为回馈能量储存电容，两者构成发射机电源系统；主开关管V₁(包括其反并联二极管D_V1)，续流二极管D₁₂与D₁₃，谐振电感L_r和谐振电容C_r，V_a为辅助开关管，D_Va为开关管V_a的反并联二极管，这些构成Buck ZCS-PWM变化器；C₂为滤波电容；开关器件V₂，V₃，V₄，V₅(包括反并联二极管D₂，D₃，D₄，D₅)构成H桥电路；L与R为发射线圈的等效模型；电阻R₁、二极管D₁、开关J₁与电容C₃构成馈能恒压钳位电路，其中二极管D₁₀，D₁₁，D₁₂，D₁₃起到续流作用；D₆，D₇，D₈，D₉为阻断二极管。

各开关器件的驱动信号如图3所示。由于双极性梯形波在正向和负向的控制原理是一样的，因此只对正向梯形波进行控制原理说明。

图2  新型航空瞬变电磁法脉冲电流发射电路

Fig. 2  Novel airborne transient electromagnetic method pulse current emission circuit

图3  发射电路驱动信号及输出电流波形

Fig. 3  Emission circuit drive signal and output current waveform

t₁~t₂期间为脉冲上升沿控制阶段，开关器件V₂、V₅导通，控制主开关管V₁ 与辅助开关管V_a以一定开关频率与占空比进行开关，实现Buck电路零电流开关，为发射线圈提供电压，使电流上升。

t₂~t₃期间为脉冲电流平顶段控制阶段，t₂时刻发射线圈电流上升到设定的平顶段电流，此时调整主开关管V₁ 与辅助开关管V_a的占空比，使得输出电压减小维持平顶段电流稳定。此时电流流通路径为U₁→V₁→V₂→D₆→L→D₉→V₅。

t₃~t₄期间为脉冲下升沿控制阶段，开关器件V₂和V₅关断，由于阻断二极管D₆，D₇，D₈，D₉将电感L与主电路隔开，所以电感L中电流通过D₁₁，C₄，D₁₂续流回路进行放电，在续流过程中电感L为电容C₄充电，u_C4为电感L钳位电压，设定C₄的稳压值是U_C4，当u_C4＜U_C4时，开关J₁截止，当u_C4＞U_C4时，开关J₁开通，将能量回馈到电容C₁，因此钳位电压始终保持在U_C4，所以可以实现i_L(t)线性下降；时刻t₄之后会出现过冲电流，由于阻断二极管D₆，D₇，D₈，D₉阻断了电感L与主电路中的电容进行谐振，所以减小过冲电流。

2.1.2  Buck ZCS-PWM变化器工作过程

Buck ZCS-PWM变化器的等效电路和主要工作波形如图4和图5所示。

图4  Buck ZCS-PWM变换器等效电路

Fig. 4  Buck ZCS-PWM converter equivalent circuit

图5  Buck ZCS-PWM变换器的主要工作波形

Fig. 5  Main work waveform of Buck ZCS-PWM converter

I_o为负载电流；U_V1为V₁驱动电压；U_Va为V_a驱动电压；i_Lr为L_r电流；u_Cr为C_r电压；u_Q1为V₁两端电压；u_Qa为V_a两端电压；这个变化器在一个周期T_s中有6种开关状态，阶段1(t₀＜t＜t₁)为电流线性增加电感L_r充电阶段；阶段2(t₁＜t＜t₂)为准谐振阶段之一，谐振电感L_r和谐振电容C_r开始谐振；阶段3(t₂＜t＜t₃)为恒流阶段；阶段4(t₃＜t＜t₄)为准谐振阶段之二，谐振电感L_r和谐振电容C_r开始谐振；阶段5(t₄＜t＜t₅)为谐振电容C_r恒速放电阶段；阶段6(t₅＜t＜t₆)为电流自然续流阶段^[16-18]。

2.2  Buck ZCS-PWM变化器参数计算

为了实现主开关的零电流开关，谐振电感电流必须能够回到0 A，由于在阶段4准谐振阶段之二的L_r的电流为

          (1)

式中：Z_r为特征阻抗。

为了使谐振电感电流能够回到0 A，通过式(1)得到式(2)：

             (2)

式中：I_omax为最大输出电流；K_c＜1。

为了减小谐振电感L_r和谐振电容C_r谐振时对PWM的控制产生影响，应该尽量减小谐振工作时间，即尽量减小阶段2和阶段4的持续时间，减小谐振周期T_r，提高谐振频率f_r，定义两者关系为：f_r=N·f_s，式中：N的取值为4~10。

之后可以通过来计算出谐振电感L_r和谐振电容C_r：

              (3)

            (4)

设发射波形平顶段电流为100 A，发射机输入电源电压U₁=100 V，所以取I_omax=100 A，设计Buck ZCS-PWM变换器的开关频率f_s为30 kHz，取N=10，所以谐振频率f_r=300 kHz，取K_c=0.5，所以通过计算可得谐振电感L_r=0.265 μH，谐振电容C_r=1.06 μF。

2.3  上升沿与平顶段控制参数设计

对发射波形的上升沿与平顶段的控制主要是通过调整Buck ZCS-PWM变换器输出电压来控制，实现发射线圈在短时间内电流快速上升到规定电流并保持一定时间，重要是要保证上升沿电流线性度高、噪声小，平顶段电流稳定、噪声小。

上升沿阶段输出电压U_o和发射线圈电流I_o的关系：

           (5)

若使输出电流波形线性变化，即di_o(t)/dt为常数，则U_o随电流变化而变化，这样在实际电路中，需要进行复杂的控制，由于发射机与接收机共用电源，可能造成反馈引起的干扰串入接收系统，因此使U_o为固定值，代入R和L，初始条件是t=0时，i_o(t)=0，U_o＞0，通过零状态响应的方法解得：

       (6)

即

             (7)

其中：。

发射线圈的电感L=1.5 mH，电感的等效电阻R=60 mΩ，在梯形波频率为25 Hz的条件下，取上升沿时间为2 ms，即t=2 ms时，i_o(t)=100 A，代入式(7)，解得U_o=78 V，所以上升沿控制阶段Buck ZCS-PWM变换器的占空比D=78%。

为了实现主开关管V₁零电流开关，所以要谐振电感电流i_Lr在主开关管V₁驱动信号关断前减小到0 A，即辅助开关管V_a在主开关管V₁关断之前开通，通过图5可以确定辅助开关管V_a开通时刻t_Va：

＜＜         (8)

即辅助开关管V_a开通时刻比主开关管V₁开通时刻晚时间t_Va，辅助开关管V_a的开关频率仍为30 kHz，占空比为12%。

平顶段电流维持不变，输出电压U_o和发射线圈电流I_o的关系符合欧姆定律，由于平顶段电流I_o=100 A，所以平顶段控制阶段Buck ZCS-PWM变换器的占空比D=6%，辅助开关管V_a开通时刻t_Va可以通过式(8)求得^[19-20]。

使用MATLAB的simulink对电路进行仿真，取U₁=100 V，L=1.5 mH，R=60 mΩ，L_r=0.265 μH，C_r=1.06 μF，得到仿真结果。

图6所示为新型发射电路脉冲电流平顶段Buck ZCS-PWM电路输出电压纹波仿真结果，图7所示为新型发射电路电流仿真波形。

由图6可以看出：Buck ZCS-PWM输出电压纹波极小，只有0.01 V，有利于减小发射波形电流纹波，由图7可以看出：上升沿时间2 ms，平顶段时间0.5 ms，平顶段电流100 A，由仿真结果放大视图可以看出：上升沿几乎无电流波动，平顶段纹波电流为0.2 A，相对于100 A的平顶段电流可以将其忽略。仿真结果与理论分析的结果相符。

图6  脉冲电流平顶段Buck ZCS-PWM电路输出电压纹波仿真结果

Fig. 6  Simulation result of Buck ZCS-PWM circuit output voltage ripple of flat section of pulse current

图7  脉冲电流上升沿与平顶段仿真结果

Fig. 7  Simulation result of rising edge and flat section of pulse current

2.4  下降沿电路参数设计

设电容C₃的电压为u_C3，取u_C3(t)电压为恒值U_C3，推出电流脉冲下降沿波形的时域表达式为

         (9)

令电流为0 A，即可得下降沿时间：

           (10)

对式(10)求导，若忽略R的影响，为常数，表明负载电流线性下降；改变式(10)中U_C3，可调节关断延迟时间，若想减小关断延迟时间，只要加大U_C3即可。

为了提升发射机的可靠性，保证发射机安全运行，应该确保如果在下降沿期间控制电路失效时电容C₃可以吸收电感中的全部能量，因此有

         (11)

式中：U_C3m为电容C₃承受最大电压；I_o为发射线圈平顶段电流，如取 I_o=100 A，U_C3=800 V，U_C3m=1.1U_C3，则C₃≥110 μF，取C₃=200 μF。由式(10)得下降沿时间t_d＝186 μs。

负载能量全部转移到电容C₁中，为满足系统安全，应满足max(U_C3)＜U_f，U_f为J₁的额定电压，可确定C₁应满足：

＞             (12)

实际使用中，C₁应取合理的较大值，以保证较好的稳压效果。

图8所示为新型发射电路选择不同钳位电压时脉冲电流下降沿的仿真结果，取储能电容C₁=470 μF，钳位电容C₃=200 μF，电阻R₁=10 Ω，通过图8可以验证钳位电压越高下降沿时间越短，但由此也可得出，电路性能的提高是以牺牲电子器件耐压为代价的。

图8  脉冲电流下降沿仿真结果

Fig. 8  Simulation result of pulse current falling edge

2.5  阻断二极管位置的设计

图2中阻断二极管位置有3种选择：母线中需要二极管最少(1个)；上桥臂中需要2个二极管；4个桥臂中需要二极管最多(4个)。阻断二极管位置的不同，对电流下降沿波形形状的影响是不一样的。瞬变电磁法要求电流脉冲下降时刻应与控制信号同步，根据文献[11]，第3种方式响应速度最快，可消除电流在电容与电感之间谐振，减小下降沿电流的过冲与震荡，但功率消耗最大、二极管数量最多，适合小功率应用，但是主电路使用了软开关技术，通过这个设计可以使前后功率相互补偿，弥补阻断二极管的功耗，使得可以使用方式3。

图9所示为2种发射电路下降沿过冲电流仿真结果。由图9可见：传统发射机下降沿有很大的过冲电流且拖尾时间长，过冲电流可以达到4.5 A，拖尾时间为1.55 ms。新型发射机电路几乎无过冲电流，仿真结果符合理论分析。

图9  过冲电流仿真结果

Fig. 9  Simulation results of overshoot current

3  实验研究

按照图2电路进行实验，发射机输入电源电压U₁=100 V，发射线圈的电感量L=1.5 mH，电感的等效电阻R=60 mΩ，谐振电感L_r=0.265 μH，谐振电容C_r=1.06 μF，储能电容C₁=470 μF，钳位电容C₃=200 μF，滤波电容C₂=470 μF，电阻R₁=10Ω，发射机工作的开关频率为30 kHz。

图10~13所示分别为对脉冲电流上升沿、平顶段、下降沿、下降沿过冲电流实测结果进行对比。

通过图10对脉冲电流上升沿电流波形对比可以看出新型发射电路的电流纹波明显小于传统发射电路的电流纹波，通过图11可以看出：传统发射电路和新型发射电路脉冲电流平顶段电流纹波分别为8 A和0.5 A，电流纹波明显减小，通过图12对下降沿时间对比可以看出新型发射电路下降沿时间为200 μs，而传统的为800 μs，时间缩短75%，由图13可以看出：下降沿过冲电流由传统发射电路的15 A减小到几乎为0 A。通过测试2个电路主电源的电压与输出电流，新型发射电路的电压为100 V，电流为5 A，传统发射电路的电压为100 V，电流为4.9 A，可以看出2个发射机电路的功耗基本相当。说明实验结果符合理论分析与仿真分析，在保证功率不变的情况下使得发射电路发射电流波形质量得到了明显改善。

图10  脉冲电流上升沿实测结果

Fig. 10  Measured results of rising edge of pulse current

图11  脉冲电流平顶段实测结果

Fig. 11  Measured results flat section of pulse current

图12  脉冲电流下降沿实测结果

Fig. 12  Measured results of falling edge of pulse current

图13  下降沿过冲电流实测结果

Fig. 13  Measured results of overshoot current of falling edge

4  结论

1) 新型发射电路采用了Buck ZCS-PWM控制技术，使得发射机工作频率提高到30 kHz，发射波形的上升沿和平顶段的噪声减小，使得接收机接收信号干扰减小，提高了探测精度。

2) 新型发射机中加入4个阻断二极管使得下降沿过冲电流减小，并且联合采用了馈能恒压钳位技术，使得下降沿的钳位电压提高，下降沿时间缩短到200 μs，联合2种技术使得整体关断时间缩短，这样减小探测的盲区时间，提升对浅层探测精度。

3) 采用了软开关技术，减少了功率开关器件的开关损耗，补偿了阻断二极管所消耗的能量，使发射机的效率在维持不变的情况下，发射波形质量得到改善，电路拓扑和控制简单，具有很强的工程实用性。

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(编辑  赵俊)

收稿日期：2016-10-22；修回日期：2016-11-25

基金项目(Foundation item)：国家高技术研究发展计划(863计划)项目(2013AA063904-1) (Project(2013AA063904-1) supported by the National High Technology Research Development Program (863 Program) of China)

通信作者：于生宝，教授，博士生导师，从事功率源技术及其应用研究；E-mail: yushengbao@jlu.edu.cn